在电子设备的运行中，电源扮演着至关重要的角色。能量转换系统必定存在能耗，尽管在实际应用里无法实现 100% 的转换效率，但一个高质量的电源能够达到非常高的效率水平，接近 95%。绝大多数电源 IC 的工作效率可在特定工作条件下测得，相关数据资料会给出这些参数。一般厂商会提供实际测量结果，不过我们只能对自身的数据负责。
图 1 展示了一个 SMPS 降压转换器的电路实例，其转换效率可达 97%，即便在轻载时也能维持较高效率。要达到如此高的效率，我们需先了解 SMPS 损耗的常见问题。的损耗大部分源于开关器件（MOSFET 和），小部分来自电感和电容。若使用廉价的电感和电容（电阻较高），损耗会显著增加。选择 IC 时，要考虑控制器的架构和内部元件，以获取高效指标。例如图 1 采用了同步整流、芯片内部集成低导通电阻的 MOSFET、低静态电流和跳脉冲控制模式等多种方法降低损耗。接下来我们将详细探讨这些措施带来的益处。
损耗是任何 SMPS 架构都需面对的问题，我们以图 2 所示的降压型（或 buck）转换器为例进行分析，图中标明了各点的开关波形，用于后续计算。降压转换器的主要功能是将较高的直流输入电压转换为较低的直流输出电压。为实现这一目标，MOSFET 以固定频率（fS）在脉宽调制信号（PWM）的控制下进行开、关操作。当 MOSFET 导通时，输入电压为电感和电容（L 和 COUT）充电，通过它们将能量传递给负载，此时电感电流线性上升，电流回路如图 2 中的回路 1 所示。当 MOSFET 断开时，输入电压与电感断开连接，电感和输出电容为负载供电，电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路 2 所示。MOSFET 的导通时间定义为 PWM 信号的占空比（D），D 将每个开关周期分为 [D × tS] 和 [(1 - D) × t S] 两部分，分别对应 MOSFET 的导通时间（环路 1）和二极管的导通时间（环路 2）。所有 SMPS 拓扑（降压、反相等）都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。
对于降压转换电路，较大的占空比会向负载传输更多能量，平均输出电压增加；相反，占空比较低时，平均输出电压降低。根据此关系，在理想情况下（不考虑二极管或 MOSFET 的压降），降压型 SMPS 的转换公式为：V OUT = D × V IN；IIN = D × IOUT。需要注意的是，任何 SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，该状态造成的损耗就越大。对于降压型转换器，D 越低（相应的 VOUT 越低），回路 2 产生的损耗越大。
- MOSFET 传导损耗
图 2（以及其他绝大多数 DC - DC 转换器拓扑）中的 MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素，相关损耗主要包括传导损耗和开关损耗两部分。MOSFET 和二极管作为，导通时电流流过回路，器件导通时的传导损耗分别由 MOSFET 的导通电阻（RDS (ON) ）和二极管的正向导通电压决定。MOSFET 的传导损耗（PCOND (MOSFET)）近似等于导通电阻 RDS (ON)、占空比（D）和导通时 MOSFET 的平均电流（IMOSFET (AVG) ）的乘积，即 PCOND (MOSFET) (使用平均电流) = IMOSFET (AVG)2 × R DS (ON) × D。不过，此式仅为 SMPS 中 MOSFET 传导损耗的近似值，因为电流线性上升时产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。对于 “峰值” 电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值（图 3 中的 IV 和 IP）之间的电流波形的平方进行积分得到估算值。
下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用 IP 和 IV 之间电流波形 I2 的积分替代简单的 I2 项：PCOND (MOSFET) = [(IP3 - IV 3)/3] × RDS (ON) × D = [(IP3 - IV3 )/3] × RDS (ON) × V OUT/VIN。式中，IP 和 IV 分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图 3 所示。例如，若 IV 为 0.25A，IP 为 1.75A，RDS (ON) 为 0.1Ω，VOUT 为 VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流（1A）的计算结果为：PCOND (MOSFET) (使用平均电流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W；利用波形积分进行更准确的计算：PCOND (MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253 )/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W，约为 78%，高于按照平均电流计算得到的结果。对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果差别较小，利用平均电流计算即可满足要求。
2. 二极管传导损耗
MOSFET 的传导损耗与 RDS (ON) 成正比，二极管的传导损耗则很大程度上取决于正向导通电压（VF）。二极管通常比 MOSFET 损耗更大，其损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。由于 MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗（PCOND (DIODE)）近似为：P COND (DIODE) = IDIODE (ON) × VF × (1 - D)。式中，IDIODE (ON) 为二极管导通期间的平均电流。图 2 所示，二极管导通期间的平均电流为 IOUT，因此，对于降压型转换器，PCOND (DIODE) 可以按照下式估算：P COND (DIODE) = IOUT × VF × (1 - V OUT/VIN )。与 MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与 I 成正比，而非 I2。显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗越大。对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗越大，因为其导通状态的时间更长。
3. 开关动态损耗
由于开关损耗由开关的非理想状态引起，很难估算 MOSFET 和二极管的开关损耗。器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，此过程会产生功率损耗。图 4 所示的 MOSFET 的漏源电压（VDS）和漏源电流（IDS）的关系图能很好地解释 MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可看出，tSW (ON) 和 t SW (OFF) 期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
开关过程中，电压和电流的交叠部分是造成开关损耗的来源，从图 4 可清晰看到。开关损耗随 SMPS 频率的升高而增大，这是因为随着开关频率提高（周期缩短），开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对效率的影响要远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。由于开关损耗和频率关系密切，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。MOSFET 的开关损耗（PSW (MOSFET)）可以按照图 3 所示三角波进行估算，公式如下：PSW (MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (t SW (ON) + tSW (OFF) ) × fS。其中，VD 为 MOSFET 关断期间的漏源电压，ID 是 MOSFET 导通期间的沟道电流，tSW (ON) 和 tSW (OFF) 是导通和关断时间。对于降压电路转换，VIN 是 MOSFET 关断时的电压，导通时的电流为 IOUT。
为验证 MOSFET 的开关损耗和传导损耗，图 5 给出了降压转换器中集成高端 MOSFET 的典型波形：VDS 和 IDS 。电路参数为：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、R DS (ON) = 0.1Ω、f S = 1MHz、开关瞬变时间（tON + t OFF）总计为 38ns。从图 5 可看出，开关变化并非瞬间完成，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET “导通” 时（图 2），流过电感的电流 IDS 线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。利用上述近似计算法，MOSFET 的平均损耗可以由下式计算：PT (MOSFET) = PCOND (MOSFET) + PSW (MOSFET) = [(I13 - I0 3)/3] × RDS (ON) × V OUT /VIN + 0.5 × VIN × I OUT × (tSW (ON) + tSW (OFF) ) × fS = [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10??) × 1 × 10? = 0.011 + 0.095 = 106mW。这一结果与图 5 下方曲线测量得到的 117.4mW 接近，注意：这种情况下，fS 足够高，PSW (MOSFET) 是功耗的主要因素。
与 MOSFET 相同，二极管也存在开关损耗，该损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间（tRR），其开关损耗发生在从正向导通到反向截止的转换过程。当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰（IRR (PEAK)），极性与正向导通电流相反，从而造成 V × I 功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。图 6 给出了二极管在反向恢复期间的 PN 结示意图。
了解了二极管的反向恢复特性，可由下式估算其开关损耗（PSW (DIODE)）：P SW (DIODE) = 0.5 × VREVE RSE × IRR (PEAK) × tRR 2 × fS。其中，VREVERSE 是二极管的反向偏置电压，IRR (PEAK) 是反向恢复电流的峰值，t RR2 是从反向电流峰值 IRR 到恢复电流为正的时间。对于降压电路，当 MOSFET 导通时，VIN 为二极管的反向偏置电压。为验证二极管损耗计算公式，图 7 显示了典型的降压转换器中 PN 结的开关波形，VIN = 10V、VOUT =3.3V，测得 IRR (PEAK) = 250mA、I OUT = 500mA、fS = 1MHz、 t RR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用这些数值可以得到：该结果接近于图 7 所示测量结果 358.7mW。考虑到较大的 VF 和较长的二极管导通周期，tRR 时间非常短，开关损耗（PSW (DIODE)）在二极管损耗中占主导地位。
基于上述讨论，可通过以下途径降低电源的开关损耗：直接途径是选择低导通电阻 RDS (ON)、可快速切换的 MOSFET；选择低导通压降 VF、可快速恢复的二极管。直接影响 MOSFET 导通电阻的因素有几点，通常增加芯片尺寸和漏源极击穿电压（VBR (DSS)），由于增加了器件中的半导体材料，有助于降低导通电阻 RDS (ON)。但较大的 MOSFET 会增大开关损耗，因此虽大尺寸 MOSFET 降低了 RDS (ON)，但也会带来小器件可避免的效率问题。当管芯温度升高时，MOSFET 导通电阻会相应增大，必须保持较低的结温，使导通电阻 RDS (ON) 不会过大。导通电阻 RDS (ON) 和栅源偏置电压成反比，因此，推荐使用足够大的栅极电压以降低 RDS (ON) 损耗，但此时也会增大栅极驱动损耗，需要平衡降低 RDS (ON) 的好处和增大栅极驱动的缺陷。MOSFET 的开关损耗与器件电容有关，较大的电容需要较长的充电时间，使开关切换变缓，消耗更多能量。米勒电容通常在 MOSFET 数据资料中定义为反向传输电容（CRSS ）或栅 - 漏电容（CGD），在开关过程中对切换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷用 QGD 表示，为了快速切换 MOSFET，要求尽可能低的米勒电容。一般来说，MOSFET 的电容和芯片尺寸成反比，因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗，同时也要谨慎选择电路的开关频率。
